Силовые MOSFET переключатели обычно являются наиболее уязвимой частью новой импульсной схемы большой мощности. Одной из угроз для этого устройства является превышение максимально допустимого значения импульсного тока. Этот предел нельзя превышать, даже если длительность импульса составляет всего 10 нс. Транзистор все равно может подвергнуться термическому повреждению при большом коэффициенте заполнения, даже если величина тока стока находится между пиковым и постоянным допустимыми значениями. В конечном итоге полевой транзистор может войти в состояние самовозбуждения с частотой, которая может быть на порядок выше запланированной рабочей частоты повторения. Чтобы защитить полевой транзистор, можно ограничить коэффициент заполнения, подключив через разделительный конденсатор схему драйвера полевого транзистора. Если дополнительно ограничить частоту повторения десятками килогерц, о проблемах тепловыделения можно будет не беспокоиться.
 |
|
| Рисунок 1. | Тестовая установка позволяет управлять силовым MOSFET ключом при фиксированном времени включения. Силовая часть остается холодной, работая на частоте повторения 10 кГц, даже при пиковых токах дросселя в десятки ампер. |
Для ограничения коэффициента заполнения импульсов следует использовать микросхему IC1 с триггером Шмитта на входе (Рисунок 1). Входной сигнал пропускается через дифференцирующую цепь, состоящую из элементов CD, RD и RS. Передние фронты импульсов вызывают резкое повышение напряжения на резисторе RD. Поэтому уровень выхода неинвертирующего драйвера становится высоким. Сразу после этого перехода напряжение на RD начинает экспоненциально уменьшаться. Когда оно опускается ниже VTL – уровня нижнего порога входа INA, – напряжение на выходе OUTA резко падает до 0 В. Скорость экспоненциального спада определяется постоянной времени (RD + RS + RGEN)×CD. RGEN – это выходное сопротивление генератора входных импульсов. Используя значение желаемой ширины импульса TP, можно рассчитать емкость конденсатора CD:
В формуле используется оценка значения VTL:
Указанные в техническом описании микросхемы значения низкого (VINL) и высокого (VINH) входных логических уровней составляют 0.8 и 2 В, соответственно. Спадающий фронт входных импульсов не влияет на схему. Этот спад вызывает резкий отрицательный экспоненциальный импульс, который подавляется внутренним диодом Шоттки на входе INA. Анод этого внутреннего диода соединен с землей, а катод – с входом INA. Резистор RS ограничивает пиковый ток, протекающий через защитный диод, примерно до 10 мА.
Выходной ток микросхемы составляет ±4 А. Типовое сопротивление открытого транзистора Q1 равно 2 мОм. Соединение выводов затвора и истока транзистора Q2 образует диод свободного хода. Типовое время обратного восстановления диода равно 33 нс при прямом токе 25 А. Когда транзистор Q1 выключается, пиковый ток дросселя течет через транзистор Q2. Напряжение VR, возникающее на мощном резисторе R, добавляется к напряжению питания VDDMOS. Сумма этих напряжений должна быть меньше или равна указанному изготовителем допустимому напряжению сток-исток транзисторов Q1 и Q2.
При тестировании схемы следует контролировать постоянный ток источника питания. Для идеального случая ток ISID, потребляемый от источника питания, можно рассчитать как функцию напряжения питания силовой секции и периода следования импульсов следующим образом:
где
TPON – длительность импульса,
fREP – частота повторения импульсов,
ILPEAK – пиковый ток дросселя.
Длительность импульса, то есть время проводящего состояния канала Q1, вычисляется как приближенное соотношение, связывающее времена нарастания, спада, включения и выключения полевого транзистора:
где
tR – время нарастания MOSFET,
tF – время спада MOSFET,
tDOFF – время задержки выключения MOSFET,
tDON – время задержки включения MOSFET,
tDMOSOFF – время выключенного состояния MOSFET,
tDMOSON – время включенного состояния MOSFET.
Сумма разностей задержек распространения в микросхеме IC1 и транзисторе Q1 положительна и составляет 32.1 нс. VT – это пороговое напряжение затвор-исток транзистора Q1. Типовое значение напряжения VT, согласно техническому описанию транзистора, составляет 1.1 В, а напряжение питания VDD равно 5 В. Эти значения дают для последнего члена предыдущей формулы значение 9.8 нс. Таким образом, TPON больше на 41.9 нс. Для хорошей конструкции амперметр будет показывать ток источника питания в 1–1.5 раза превышающий идеальное значение.
Можно проверить пиковое напряжение на нагрузочном резисторе R. Диоды D1 и D2 и накопительный конденсатор CS выполняют функцию пикового детектора. Импульсы пикового напряжения на резисторе R создают на CS примерно тое же постоянное напряжение, что и на пиковом детекторе. Пиковый ток дросселя и напряжение на пиковом детекторе VRPEAK связаны следующим приблизительным соотношением:
Установите напряжение вспомогательного источника питания, равным 5.078 В, напряжение питания 10 В и частоту повторения тактовых импульсов, равной 11,387 Гц. При таких условиях ток источника питания составляет 0.327 А, а пиковое напряжение равно 16.4 В. Пиковый ток дросселя достигает 30.94 А. Экспериментально определенное время включения равно приблизительно 1.502 мкс.
Микросхема драйвера способствует защите MOSFET, блокируя схему при пониженном напряжении. Если напряжение питания включено, а вспомогательное питание выключено, напряжение с вывода INA через внутренние защитные диоды может попасть на вывод VDD. Блокировка при пониженном напряжении поддерживает управляющие выходы отключенными до тех пор, пока напряжение вспомогательного источника питания не достигнет типового значения не менее 4.2 В.
Сопротивление постоянному току 0.65 мОм дросселя с ферритовым сердечником L может показаться завышенным для данной схемы. Однако скорость изменения импульсного тока дросселя соответствует частоте, эквивалентной мегагерцовому диапазону. Эффективное сопротивление для этих пилообразных импульсов увеличивается за счет скин-эффекта и эффекта близости. Это эффективное сопротивление может во много раз превышать значение на постоянном токе.
Купить ADP3624 на РадиоЛоцман.Цены
